全桥开关电源中变压器的仿真

  或着MOS管组成的振荡,与全桥电路相比,半桥在进行电路的振荡转换时会很容易产生干扰,容易使波形变坏。全桥虽然成本低,容易形成,但是相对的

  第一步:调整变压器及电路初步参数,将变压器耦合系数 k12=k13=k23=1(紧耦合,无漏感)。仿线uH。

  在图4中,电流表现出富裕且连续的特性,这就说明可以对原边电感进行减少。观察输出储能电感L1电流波形。纹波很小,说明L1还可以减小。保持输出12V,调整变压器电感,直到原边电感接近临界模式,调整L1电感,直到电流纹波系数大致为30%。

  如果远无直通可能,电流也是连续的,那么就意味着正常,可以开始下一阶段的设计。

  将变压器耦合系数设定为 k=0.995,对应1%典型漏感。调整副边吸收RC,直到满足二极管反压要求。得到C=15nF、R=2.2Ω为最佳,二极管反压

  35v。接下来检测原边开关管电压没有尖峰。采集变压器副边电流、原边电流、电感l1电流波形参数:

  将上阶段仿真的线复制到电桥电路中。再放一个三绕组非线,到电桥的另一臂,大致估计一个磁芯型号,比如EE42,设置好B2的磁芯参数。所有绕组电阻设为最小(1p),每个绕组保持一端接地。如图9所示。

  采用一个与电路PWM同频率(这里是100KHz)的正弦电压源驱动这个电桥。先仿副边绕组,调整激励源电压(105V)或者分流电阻(1Ω),使B1的副边电流达到峰值电流 Ism=97A 。

  调整B2副边绕组匝数,使电桥平衡。这里,即使B2副边绕组只有1匝 ,电桥仍然不能平衡,可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。调整气隙到0.5mm,电桥平衡。且B2波形无畸变,说明磁芯够大。增加激励电流,直到波形畸变。临界值170A,抗饱和安全系数=170/97=175%。

  安全系数很大,说明磁芯偏大,可考虑减少一号磁芯。改用EE42/21/15磁芯,磁芯重复上述仿真,得到:副边绕组匝数n2=n3=1,允许最大气隙0.345mm,抗饱和安全系数 130%。

  全桥变换电压传输是比例关系,根据 “感量比等于匝比的平方” 的关系,对应400uH:640nH的感量比,可以算出匝比为25:1。即:原边25匝。原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

  远大于感抗。保持气隙345um,调整B2原边匝数,使电桥平衡。得到原边匝数25匝,与计算吻合。

  表1将B2气隙设置为0,调整B1原边电感,使电桥平衡,得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。以及对应副边电感5.5uH。不同的气隙宽度对应不同的电感量,如表1所示。其中,漏感是按1%典型值计算的,原边副边各自0.5%。单位为uH。

  变压器设计的任务是确定变压器绕组结构。EE42/21/15磁芯的窗口面积是 278mm2,非常富裕。可增加导流截面以减少铜损。拟定载流密度3A/mm2。原边电流3.56A,需要截面 A=3.56/3*25=30mm,副边电流41.8A*2,需要截面差不多,A=41.8/3*2=28mm2。

  将上述非线和电感置于联合仿线um的数据设置漏感,调整占空,使输出为12V,检查各部波形无误,电流连续,纹波合理,变压器自投效率92.8%。

  再将气隙设置为0,漏感也对应调整。但是此时会出现两个问题。一是副边二极管反压超标,重新调整RC吸收参数,R1改为6.2Ω即达到最佳配合,反压

  然而,实际应用中,气隙宽度既不会等于0,也不应该超过最大允许值,而是有一个比较适中的分布,这个值主要与工艺有关,是个统计数值。假设这个宽度为0.1mm,仿这个情况。副边二极管反压又超标,需要调整吸收参数。

  由于气隙宽度(实际上是漏感相对值)显著影响二极管反压,为给安装工艺误差引起的反压变化留够余量,加大C2到22nF,并在此基础上求得最佳配合为R=3.3Ω,二极管反压

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